¿Cómo se determina el factor de distorsión no lineal? Distorsiones no lineales. Potencia máxima a largo plazo
Señal de entrada, a la suma cuadrática media de los componentes espectrales de la señal de entrada, a veces se usa un sinónimo no estandarizado: factor claro(tomado del alemán). SOI es una cantidad adimensional, generalmente expresada como porcentaje. Además de SOI, el nivel de distorsión no lineal se puede expresar utilizando factor de distorsión armónica.
Factor de distorsión armónica- un valor que expresa el grado de distorsión no lineal de un dispositivo (amplificador, etc.), igual a la relación entre la tensión rms de la suma de los armónicos superiores de la señal, excepto el primero, y la tensión del primer armónico cuando Se aplica una señal sinusoidal a la entrada del dispositivo.
El coeficiente armónico, al igual que el SOI, se expresa como porcentaje. Distorsión armónica ( KG) está relacionado con el CNI ( kn) relación:
Mediciones
- En el rango de baja frecuencia (LF) (hasta 100-200 kHz), se utilizan medidores de distorsión no lineales (medidores de distorsión armónica) para medir SOI.
- En frecuencias más altas (MF, HF), se utilizan mediciones indirectas utilizando analizadores de espectro o voltímetros selectivos.
Valores típicos de SOI
- 0%: la forma de onda es una onda sinusoidal ideal.
- 3%: la forma de la señal es diferente de la sinusoidal, pero la distorsión no se nota a simple vista.
- 5%: la desviación de la forma de la señal con respecto a la sinusoidal es perceptible a simple vista en el oscilograma.
- El 10% es el nivel de distorsión estándar al que se calcula la potencia real (RMS) del UMZCH.
- 21%: por ejemplo, una señal trapezoidal o escalonada.
- 43%, por ejemplo, una señal de onda cuadrada.
ver también
Literatura
- manual de dispositivos radioelectrónicos: En 2 volúmenes; Ed. D. P. Linde - M.: Energía,
- Gorokhov P.K. Diccionario explicativo de radioelectrónica. Términos básicos- M: Rusia. idioma,
Enlaces
- PRINCIPALES CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS DEL CANAL DE TRANSMISIÓN DEL SONIDO
Fundación Wikimedia. 2010.
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EN Toda la historia de la reproducción del sonido ha consistido en intentos de acercar la ilusión al original. Y aunque se ha recorrido un largo camino, todavía estamos muy, muy lejos de acercarnos plenamente al sonido en vivo. Se pueden medir diferencias en numerosos parámetros, pero muchos de ellos aún quedan fuera del campo de visión de los desarrolladores de equipos. Una de las principales características a las que siempre presta atención un consumidor de cualquier origen es factor de distorsión no lineal (THD) .
¿Y qué valor de este coeficiente indica de manera bastante objetiva la calidad del dispositivo? Aquellos que estén impacientes pueden encontrar inmediatamente al final un intento de responder a esta pregunta. Por lo demás seguiremos.
Este coeficiente, que también se denomina coeficiente de distorsión armónica total, es la relación, expresada como porcentaje, entre la amplitud efectiva de los componentes armónicos a la salida de un dispositivo (amplificador, grabadora, etc.) y la amplitud efectiva de la señal de frecuencia fundamental cuando se aplica una señal sinusoidal de esta frecuencia a la entrada del dispositivo. Así, permite cuantificar la no linealidad de la característica de transferencia, que se manifiesta en la aparición en la señal de salida de componentes espectrales (armónicos) que están ausentes en la señal de entrada. En otras palabras, se produce un cambio cualitativo en el espectro de la señal musical.
Además de las distorsiones armónicas objetivas presentes en la señal sonora audible, existe el problema de las distorsiones que no están presentes en el sonido real, pero que se sienten debido a los armónicos subjetivos que surgen en la cóclea del oído medio en niveles altos. valores de presión sonora. El audífono humano es un sistema no lineal. La no linealidad de la audición se manifiesta en el hecho de que cuando el tímpano se expone a un sonido sinusoidal con una frecuencia f en audífono Los armónicos de este sonido se generan con frecuencias 2f, 3f, etc. Dado que estos armónicos no están presentes en el tono de influencia primario, se denominan armónicos subjetivos.
Naturalmente, esto complica aún más la idea del nivel máximo permitido de armónicos en la ruta de audio. A medida que aumenta la intensidad del tono primario, la magnitud de los armónicos subjetivos aumenta bruscamente y puede incluso exceder la intensidad del tono primario. Esta circunstancia da motivos para suponer que los sonidos con una frecuencia inferior a 100 Hz no se sienten por sí mismos, sino debido a los armónicos subjetivos que crean, al caer en el rango de frecuencia por encima de 100 Hz, es decir, debido a la no linealidad de la audición. Las razones físicas de las distorsiones de hardware resultantes en diferentes dispositivos son de naturaleza diferente y la contribución de cada una a las distorsiones generales de todo el camino no es la misma.
La distorsión de los reproductores de CD modernos es muy baja y casi imperceptible en comparación con la distorsión de otras unidades. Para los sistemas de altavoces, la distorsión de baja frecuencia causada por el parche del bajo es la más significativa, y el estándar especifica requisitos solo para el segundo y tercer armónico en el rango de frecuencia hasta 250 Hz. Y para un muy buen sonido. sistema de altavoces pueden estar dentro del 1% o incluso un poco más. En las grabadoras de cinta analógicas, el principal problema asociado con fundamentos fisicos grabación en cinta magnética, es el tercer armónico, cuyos valores suelen figurar en las instrucciones de mezcla. Pero el valor máximo al que siempre se miden, por ejemplo, el nivel de ruido es del 3% para una frecuencia de 333 Hz. La distorsión de la parte electrónica de las grabadoras es mucho menor.
Tanto en el caso de los magnetófonos acústicos como en los analógicos, debido a que las distorsiones son principalmente de baja frecuencia, su notoriedad subjetiva se reduce considerablemente debido al efecto de enmascaramiento (que consiste en que de dos señales que suenan simultáneamente, la más alta -frecuencia uno se escucha mejor).
Entonces, la principal fuente de distorsión en su circuito será el amplificador de potencia, en el cual, a su vez, la fuente principal es la no linealidad de las características de transferencia de los elementos activos: transistores y válvulas de vacío, y en los amplificadores de transformador, las distorsiones no lineales del transformador. También se agregan, asociados con la no linealidad de la curva de magnetización. Es evidente que, por un lado, la distorsión depende de la forma de la no linealidad de la característica de transferencia, pero también de la naturaleza de la señal de entrada.
Por ejemplo, la característica de transferencia de un amplificador con recorte suave en grandes amplitudes no causará ninguna distorsión para señales sinusoidales por debajo del nivel de recorte, pero a medida que la señal aumenta por encima de este nivel, aparece distorsión y aumentará. Este tipo de limitación es inherente principalmente a los amplificadores de válvulas, lo que hasta cierto punto puede ser una de las razones de la preferencia de los oyentes por dichos amplificadores. Y esta característica fue utilizada por NAD en una serie de sus aclamados amplificadores con "limitación suave", producidos desde principios de los años 80: la capacidad de activar un modo con imitación de recorte de válvulas creó un gran ejército de fanáticos de los amplificadores de transistores de esta empresa. .
Por el contrario, la característica de corte central (distorsión paso a paso) del amplificador, que es típica de los modelos de transistores, provoca distorsión en señales musicales y sinusoidales pequeñas, y la distorsión disminuirá a medida que aumenta el nivel de la señal. Por tanto, la distorsión depende no sólo de la forma de la característica de transferencia, sino también de la distribución estadística de los niveles de la señal de entrada, que por ejemplo programas musicales cerca de la señal de ruido. Por lo tanto, además de medir SOI usando una señal sinusoidal, es posible medir distorsiones no lineales de dispositivos amplificadores usando la suma de tres señales sinusoidales o de ruido, lo que, a la luz de lo anterior, da una imagen más objetiva de las distorsiones.
Factor de distorsión no lineal(SOI o kn) - valor para la evaluación cuantitativa de distorsiones no lineales.
Definición [ | ]
El factor de distorsión no lineal es igual a la relación entre la suma cuadrática media de los componentes espectrales de la señal de salida que están ausentes en el espectro de la señal de entrada y la suma cuadrática media de todos los componentes espectrales de la entrada. señal
K H = U 2 2 + U 3 2 + U 4 2 + … + U n 2 + … U 1 2 + U 2 2 + U 3 2 + … + U n 2 + … (\displaystyle K_(\mathrm (H) )=(\frac (\sqrt (U_(2)^(2)+U_(3)^(2)+U_(4)^(2)+\ldots +U_(n)^(2)+\ldots ))(\sqrt (U_(1)^(2)+U_(2)^(2)+U_(3)^(2)+\ldots +U_(n)^(2)+\ldots ))) )SOI es una cantidad adimensional y generalmente se expresa como porcentaje. Además de SOI, el nivel de distorsión no lineal a menudo se expresa mediante factor de distorsión armónica(KGI o KG) - un valor que expresa el grado de distorsión no lineal de un dispositivo (amplificador, etc.) e igual a la relación entre el voltaje rms de la suma de los armónicos más altos de la señal, excepto el primero, y el voltaje del primero. armónico cuando se aplica una señal sinusoidal a la entrada del dispositivo.
K Γ = U 2 2 + U 3 2 + U 4 2 + … + U n 2 + … U 1 (\displaystyle K_(\Gamma )=(\frac (\sqrt (U_(2)^(2)+U_ (3)^(2)+U_(4)^(2)+\ldots +U_(n)^(2)+\ldots ))(U_(1))))KGI, al igual que KNI, se expresa como porcentaje y está relacionado con él mediante la relación
K Γ = K H 1 − K H 2 (\displaystyle K_(\Gamma )=(\frac (K_(\mathrm (H) ))(\sqrt (1-K_(\mathrm (H) )^(2))) ))Es obvio que para valores pequeños el THI y el SOI coinciden en una primera aproximación. Es interesante que en la literatura occidental se suele utilizar CGI, mientras que en la literatura rusa se prefiere tradicionalmente CNI.
También es importante tener en cuenta que KNI y KGI son sólo medidas cuantitativas de distorsión, pero no de alta calidad. Por ejemplo, un valor de THD igual al 3% no dice nada sobre la naturaleza de la distorsión, es decir sobre cómo se distribuyen los armónicos en el espectro de la señal y cuál es, por ejemplo, la contribución de los componentes de baja o alta frecuencia. Por lo tanto, en los espectros de los UMZCH de válvulas, generalmente predominan los armónicos más bajos, lo que a menudo se percibe de oído como un "sonido de válvula cálido", y en los UMZCH de transistores, las distorsiones se distribuyen de manera más uniforme en todo el espectro y es más plano, lo que a menudo es percibido como “sonido típico de transistor” (aunque este debate depende en gran medida de los sentimientos y hábitos personales de cada persona).
Ejemplos de cálculo de CGI[ | ]
Para muchas señales estándar, la THD se puede calcular analíticamente. Entonces, para una señal rectangular simétrica (meandro)
K Γ = π 2 8 − 1 ≈ 0,483 = 48,3% (\displaystyle K_(\Gamma )\,=\,(\sqrt ((\frac (\,\pi ^(2))(8))-1\ ,))\aprox\,0.483\,=\,48.3\%)Ideal señal de diente de sierra tiene KGI
K Γ = π 2 6 − 1 ≈ 0,803 = 80,3% (\displaystyle K_(\Gamma )\,=\,(\sqrt ((\frac (\,\pi ^(2))(6))-1\ ,))\aprox\,0.803\,=\,80.3\%)y triangular simétrico
K Γ = π 4 96 − 1 ≈ 0,121 = 12,1% (\displaystyle K_(\Gamma )\,=\,(\sqrt ((\frac (\,\pi ^(4))(96))-1\ ,))\aprox \,0.121\,=\,12.1\%)Una señal de pulso rectangular asimétrica con una relación entre la duración del pulso y el período igual a μ tiene KGI
K Γ (μ) = μ (1 − μ) π 2 2 sen 2 π μ − 1 , 0< μ < 1 {\displaystyle K_{\Gamma }\,(\mu)={\sqrt {{\frac {\mu (1-\mu)\pi ^{2}\,}{2\sin ^{2}\pi \mu }}-1\;}}\,\qquad 0<\mu <1} ,que alcanza un mínimo (≈0.483) en μ =0,5, es decir cuando la señal se convierte en un meandro simétrico. Por cierto, mediante el filtrado se puede lograr una reducción significativa del THD de estas señales y así obtener señales de forma cercana a la sinusoidal. Por ejemplo, una señal rectangular simétrica (meandro) con un THD inicial de 48,3%, después de pasar por un filtro Butterworth de segundo orden (con una frecuencia de corte igual a la frecuencia del armónico fundamental) tiene un THD de 5,3%, y si un filtro de cuarto orden, entonces THD = 0,6%. Cabe señalar que cuanto más compleja sea la señal en la entrada del filtro y más complejo sea el filtro en sí (o más bien, su función de transferencia), más engorrosos y lentos serán los cálculos del TCG. Así, una señal estándar en diente de sierra pasada a través de un filtro Butterworth de primer orden tiene una THD ya no del 80,3% sino del 37,0%, que viene exactamente dada por la siguiente expresión
K Γ = π 2 3 − π c t h π ≈ 0,370 = 37,0% (\displaystyle K_(\Gamma )\,=\,(\sqrt ((\frac (\,\pi ^(2))(3))- \pi \,\mathrm (cth) \,\pi \,))\,\aprox \,0.370\,=\,37.0\%)Y el TCG de la misma señal, pasada por el mismo filtro, pero de segundo orden, ya vendrá dado mediante una fórmula bastante engorrosa.
K Γ = π c t g π 2 ⋅ c t h 2 π 2 − c t g 2 π 2 ⋅ c t h π 2 − c t g π 2 − c t h π 2 2 (c t g 2 π 2 + c t h 2 π 2) + π 2 3 − 1 ≈ 0,181 = 18,1% (\displaystyle K_(\Gamma )\,=(\sqrt (\pi \,(\frac (\,\mathrm (ctg) \,(\dfrac (\pi )(\sqrt (2\,)) ) )\cdot \,\mathrm (cth) ^(2\{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}-\,\mathrm {ctg} ^{2\!}{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}\cdot \,\mathrm {cth} \,{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}-\,\mathrm {ctg} \,{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}-\,\mathrm {cth} \,{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}\;}{{\sqrt {2\,}}\left(\mathrm {ctg} ^{2\!}{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}+\,\mathrm {cth} ^{2\!}{\dfrac {\pi }{\sqrt {2\,}}}\!\right)}}\,+\,{\frac {\,\pi ^{2}}{3}}\,-\,1\;}}\;\approx \;0.181\,=\,18.1\%} !}Si consideramos la señal de pulso rectangular asimétrica mencionada anteriormente que pasa a través del filtro Butterworth pag-ésimo orden, entonces
K Γ (μ , p) = csc π μ ⋅ μ (1 − μ) π 2 − sin 2 π μ − π 2 ∑ s = 1 2 p c t g π z s z s 2 ∏ l = 1 l ≠ s 2 p 1 z s − z l + π 2 R e ∑ s = 1 2 p e i π z s (2 μ − 1) z s 2 sin π z s ∏ l = 1 l ≠ s 2 p 1 z s − z l (\displaystyle K_(\Gamma )\,( \mu ,p)=\csc \pi \mu \,\cdot \!(\sqrt (\mu (1-\mu)\pi ^(2)-\,\sin ^(2)\!\pi \ mu \,-\,(\frac (\,\pi )(2))\sum _(s=1)^(2p)(\frac (\,\mathrm (ctg) \,\pi z_(s) )(z_(s)^(2)))\prod \limits _(\scriptstyle l=1 \atop \scriptstyle l\neq s)^(2p)\!(\frac (1)(\,z_(s )-z_(l)\,))\,+\,(\frac (\,\pi )(2))\,\mathrm (Re) \sum _(s=1)^(2p)(\frac (e^(i\pi z_(s)(2\mu -1)))(z_(s)^(2)\sin \pi z_(s)))\prod \limits _(\scriptstyle l=1 \atop \scriptstyle l\neq s)^(2p)\!(\frac (1)(\,z_(s)-z_(l)\,))\,)))donde 0<μ <1 и
z l ≡ exp i π (2 l − 1) 2 p , l = 1 , 2 , … , 2 p (\displaystyle z_(l)\equiv \exp (\frac (i\pi (2l-1))( 2p))\,\qquad l=1,2,\ldots ,2p)para obtener detalles sobre los cálculos, consulte Yaroslav Blagushin y Eric Moreau.
Mediciones [ | ]
- En el rango de baja frecuencia (LF), se utilizan medidores de distorsión no lineal (medidores de distorsión armónica) para medir SOI.
- En frecuencias más altas (MF, HF), se utilizan mediciones indirectas utilizando analizadores de espectro o voltímetros selectivos.
El parámetro principal de un amplificador electrónico es la ganancia K. La ganancia de potencia (voltaje, corriente) está determinada por la relación entre la potencia (voltaje, corriente) de la señal de salida y la potencia (voltaje, corriente) de la señal de entrada y Caracteriza las propiedades amplificadoras del circuito. Las señales de salida y entrada deben expresarse en las mismas unidades cuantitativas, por lo que la ganancia es una cantidad adimensional.
En ausencia de elementos reactivos en el circuito, así como en ciertos modos de funcionamiento, cuando se excluye su influencia, la ganancia es un valor real que no depende de la frecuencia. En este caso, la señal de salida repite la forma de la señal de entrada y se diferencia de ella K veces solo en amplitud. En la presentación posterior del material hablaremos sobre el módulo de ganancia, a menos que haya reservas especiales.
Dependiendo de los requisitos para los parámetros de salida del amplificador de señal de CA, se distinguen los factores de ganancia:
a) por voltaje, definido como la relación entre la amplitud del componente alterno del voltaje de salida y la amplitud del componente alterno del voltaje de entrada, es decir
b) por corriente, que está determinada por la relación entre la amplitud del componente alterno de la corriente de salida y la amplitud del componente alterno de la corriente de entrada:
c) por poder
Dado que , la ganancia de potencia se puede determinar de la siguiente manera:
Si hay elementos reactivos en el circuito (condensadores, inductores), la ganancia debe considerarse como un valor complejo.
donde m y n son las componentes real e imaginaria, dependiendo de la frecuencia de la señal de entrada:
Supongamos que la ganancia K no depende de la amplitud de la señal de entrada. En este caso, cuando se aplica una señal sinusoidal a la entrada del amplificador, la señal de salida también tendrá una forma sinusoidal, pero diferirá de la entrada en amplitud K veces y en fase en un ángulo.
Según el teorema de Fourier, una señal periódica de forma compleja se puede representar como la suma de un número finito o infinitamente grande de componentes armónicos que tienen diferentes amplitudes, frecuencias y fases. Dado que K es una cantidad compleja, las amplitudes y fases de los componentes armónicos de la señal de entrada al pasar por el amplificador cambian de manera diferente y la señal de salida diferirá en forma de la de entrada.
La distorsión de una señal al pasar a través de un amplificador, causada por la dependencia de los parámetros del amplificador de la frecuencia e independiente de la amplitud de la señal de entrada, se denomina distorsión lineal. A su vez, las distorsiones lineales se pueden dividir en distorsiones de frecuencia (que caracterizan el cambio en el módulo de ganancia K en la banda de frecuencia debido a la influencia de elementos reactivos en el circuito); fase (que caracteriza la dependencia del cambio de fase entre las señales de salida y entrada de la frecuencia debido a la influencia de elementos reactivos).
La distorsión de frecuencia de una señal se puede evaluar mediante la característica de amplitud-frecuencia, que expresa la dependencia del módulo de ganancia de voltaje con la frecuencia. La respuesta amplitud-frecuencia del amplificador se muestra en forma general en la Fig. 1.2. El rango de frecuencia de funcionamiento del amplificador, dentro del cual la ganancia puede considerarse constante con cierto grado de precisión, se encuentra entre las frecuencias límite más baja y más alta y se denomina banda de paso. Las frecuencias de corte determinan la reducción de la ganancia en una cantidad determinada desde su valor máximo en la frecuencia media.
Al introducir el coeficiente de distorsión de frecuencia a una frecuencia determinada,
¿Dónde está la ganancia de voltaje a una frecuencia determinada? Puede utilizar la característica de amplitud-frecuencia para determinar la distorsión de frecuencia en cualquier rango de frecuencias operativas del amplificador.
Dado que tenemos las mayores distorsiones de frecuencia en los límites del rango operativo, al calcular un amplificador, por regla general, los coeficientes de distorsión de frecuencia se establecen en las frecuencias límite más bajas y más altas, es decir,
¿Dónde están las ganancias de voltaje en las frecuencias de corte más alta y más baja, respectivamente?
Generalmente tomada, es decir, en las frecuencias límite, la ganancia de voltaje disminuye a un nivel de 0,707 del valor de ganancia en la frecuencia media. En tales condiciones, el ancho de banda de los amplificadores de audio diseñados para reproducir voz y música se encuentra en el rango de 30 a 20 000 Hz. Para los amplificadores utilizados en telefonía, es aceptable un ancho de banda más estrecho de 300 a 3400 Hz. Para amplificar señales pulsadas es necesario utilizar los llamados amplificadores de banda ancha, cuyo ancho de banda se encuentra en el rango de frecuencia desde decenas o unidades de hercios hasta decenas o incluso cientos de megahercios.
Para evaluar la calidad de un amplificador, a menudo se utiliza el parámetro
Por lo tanto, para amplificadores de banda ancha
Lo opuesto a los amplificadores de banda ancha son los amplificadores selectivos, cuyo propósito es amplificar señales en una banda de frecuencia estrecha (Fig. 1.3).
Los amplificadores diseñados para amplificar señales con frecuencias arbitrariamente bajas se denominan amplificadores de CC. De la definición se desprende claramente que la frecuencia de corte más baja de la banda de paso de dicho amplificador es cero. La respuesta amplitud-frecuencia del amplificador de CC se muestra en la figura. 1.4.
La característica de frecuencia de fase muestra cómo el ángulo de cambio de fase entre las señales de salida y de entrada cambia cuando cambia la frecuencia y determina la distorsión de fase.
No hay distorsiones de fase cuando la característica fase-frecuencia es lineal (línea discontinua en la Fig. 1.5), ya que en este caso cada componente armónico de la señal de entrada, al pasar por el amplificador, se desplaza en el tiempo en el mismo intervalo. El ángulo de cambio de fase entre las señales de entrada y salida es proporcional a la frecuencia.
donde está el coeficiente de proporcionalidad, que determina el ángulo de inclinación de la característica con respecto al eje de abscisas.
La característica fase-frecuencia de un amplificador real se muestra en la figura. 1,5 con una línea continua. De la Fig. 1.5 se puede ver que dentro de la banda de paso del amplificador, la distorsión de fase es mínima, pero aumenta bruscamente en la región de las frecuencias límite.
Si la ganancia depende de la amplitud de la señal de entrada, entonces se producen distorsiones no lineales de la señal amplificada debido a la presencia en el amplificador de elementos con características de corriente-voltaje no lineales.
Al especificar la ley del cambio, es posible diseñar amplificadores no lineales con ciertas propiedades. Deje que la ganancia esté determinada por la dependencia , donde está el coeficiente de proporcionalidad.
Luego, cuando se aplica una señal de entrada sinusoidal a la entrada del amplificador, la señal de salida del amplificador
¿Dónde está la amplitud y la frecuencia de la señal de entrada?
El primer componente armónico en la expresión (1.6) representa la señal útil, el resto son el resultado de distorsiones no lineales.
La distorsión no lineal se puede evaluar mediante la llamada distorsión armónica.
donde están los valores de amplitud de la potencia, voltaje y corriente de los componentes armónicos, respectivamente.
El índice determina el número armónico. Normalmente sólo se tienen en cuenta el segundo y tercer armónico, ya que los valores de amplitud de las potencias de los armónicos superiores son relativamente pequeños.
Las distorsiones lineales y no lineales caracterizan la precisión de la reproducción del amplificador de la forma de la señal de entrada.
La característica de amplitud de las redes de cuatro terminales que constan únicamente de elementos lineales, en cualquier valor, es teóricamente una línea recta inclinada. En la práctica, el valor máximo está limitado por la resistencia eléctrica de los elementos de la red cuadripolar. La característica de amplitud de un amplificador fabricado con dispositivos electrónicos (figura 1.6) es, en principio, no lineal, pero puede contener secciones OA donde la curva es aproximadamente lineal con un alto grado de precisión. El rango operativo de la señal de entrada no debe ir más allá de la porción lineal (LA) de la característica de amplitud del amplificador; de lo contrario, la distorsión no lineal excederá el nivel permitido.
